Станция р-423-1
| ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
| ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
СОСТАВ РАДИОСТАНЦИИ Р-423-1 |
– транспортное средство 13Д для установки; – транспортное средство связи и технического обслуживания электростанции; – мультиплексная система “Импульс”, которая не является частью станции, используется для работы в составе цифрового оборудования. |
БАЗОВОЕ ШАССИ: |
– для 13Д и электростанции – автомобиль “КаМАЗ-4310”; – для средств связи и технического обслуживания – автомобиль “УРАЛ 375Д”; |
2.2. Сверхдальние тропосферные линии передачи
Исследования распространения волн дециметрового диапазона показали возможность увеличения расстояния между ретрансляционными станциями тропосферных линий до 800—1000 км.
При этом объем рассеяния находится в стратосфере. Механизм распространения радиоволн на такие расстояния еще недостаточно изучен, однако эксперименты показали, что распределение амплитуды сигнала при быстрых замираниях также подчиняется закону Рэлея, распределение сигнала при медленных замираниях подчиняется нормально логарифмическому закону, однако дисперсия распределения уменьшается до 2—2,5 дБ.
Это означает, что диапазон медленных флуктуаций сигнала значительно меньше, чем на обычных линиях ДТР; сезонный ход множителя ослабления также значительно меньше, чем на обычных линиях ДТР. Оказалось, что трассы, проходящие над морем, значительно лучше по условиям распространения, чем трассы такой же длины над сушей (сигнал выше на 10—20 дБ
).
Линии СТР приближаются по расстоянию между соседними участками к линиям ионосферного рассеяния, однако вследствие значительно большей широкополосности канала километр линии сверхдальнего тропосферного распространения обходится примерно в 10 раз дешевле, чем на линиях ионосферного рассеяния.
Расчеты для линий СТР показывают, что три надежности связи, равной 99,95%, можно получить мощность шумов в
канале, не выходящую за пределы норм (с применением компандеров, дающих 8—10 дБ
выигрыша в средне минутной мощности шумов в телефонном канале).
Дальнейшее повышение надежности линии может быть получено использованием слежения по частоте. Линия СТР должна иметь для слежения цепь обратной связи, по которой на передающий конец подается информация о состоянии тракта. В соответствии с этой информацией, частота передатчика плавно изменяется, оставаясь, все время на максимуме коэффициента передачи тропосферы.
Увеличение запаздывания между компонентами многолучевого сигнала при СТР резко увеличивает мультипликативные помехи и, следовательно, кроме ухудшения энергетики приема, вызывает увеличение переходных помех при многоканальной телефонии. При передаче дискретной информации «память» канала ограничивает скорость передачи, поскольку появляются межсимвольные искажения.
Однако пропускная способность многолучевого канала падает незначительно (на 17%); более того, она может быть восстановлена оптимальными методами передачи информации. Все существующие методы борьбы с мультипликативной помехой могут быть, -в принципе, разделены на следующие группы:
1. Метод накопления, при котором образуются несколько копий принимаемого сигнала, по-разному пораженного мультипликативной помехой. Эти копии комбинируются.
2. Метод адаптивного приема, при котором производится непрерывное или периодическое измерение характеристик среды распространения. Данные этих измерений используются для оптимизации выбора сигналов на передаче путем использования информационной обратной связи и оптимальной обработки сигналов на приеме.
3. Метод использования исправляющих кодов и обратной связи после решений (postdecision feedback).
Применение того или иного метода определяется, с одной стороны, характеристиками канала связи, а с другой—передаваемой информацией и допустимыми искажениями. На многоканальных тропосферных РРЛ наибольшее распространение нашел первый.
При передаче дискретной информации вместо методов разнесения, применяются методы, основанные на возможности разделения лучей в месте приема. Следует отметить, что представление принимаемого сигнала в виде конечной суммы лучей с амплитудами Ui,
фазами fi
и задержками ti
полностью согласуется с физической природой распространения только на коротких волнах. В канале ДТР не представляется возможным выделить один сильный луч, однако, тем не менее, представление сигнала в виде конечной суммы лучей правомочно. Если, например, полоса передаваемого сигнала Dfc
, то сигнал может быть представлен суперпозицией лучей с задержками друг относительно друга, равными 
К
Dfс. Используя сигналы с широкой базой и корреляционный прием или прием на согласованный фильтр, можно разделить лучи во времени прихода. При этом запаздывание в каждом луче будет значительно меньше tК
и, следовательно, уменьшатся искажения сигнала и мультипликативные помехи. При этом в зависимости от методов приема возможно либо выделение одного сильнейшего луча, либо использование нескольких лучей путем когерентного приема и суммирования всех лучей по напряжению.
Разделимость лучей связана с наличием у широкобазного сигнала весьма быстро спадающей автокорреляционной функции. Если ширина пика автокорреляционной функции специально сконструированного сигнала меньше минимального запаздывания между лучами и если каким-либо способом в точке приема был определен наиболее сильный луч (или группа лучей), то простой автокорреляционный приемник подавит все остальные лучи, как опережающие, так и запаздывающие, в соответствии со значениями функции автокорреляции для времени, равного величине задержки этих лучей.
Выделение сильнейшего луча, а также и всех других, может быть осуществлено путем синхронизации местных сигналов каждым из лучей. После разделения лучей можно использовать всю энергию, сложив их. Основными недостатками таких систем являются значительное усложнение приемного оборудования и расширение занимаемой полосы частот.
По методу приема сигналов с широкой базой различают корреляционный прием с помощью многоканального коррелятора с линией задержки с отводами и прием на согласованные фильтры. В первом случае в качестве опорного широкополосного сигнала используется бинарная псевдослучайная последовательность типа М-последовательности с последующей фильтрацией.
Возможно применение также других псевдослучайных последовательностей (многофазные коды Фрэнка и др.). Основные их свойства — равномерность спектра в широкой полосе, острый пик автокорреляционной функции и малый пикфатор. Переход к М-позиционному кодированию позволяет в той же полосе увеличить скорость передачи в log2
M раз по сравнению с бинарным кодированием.
При этом аппаратура усложняется (в » М
раз). В качестве опорных сигналов могут быть использованы разные М-последовательности, а также многочастотная и многофазная манипуляции. Для передачи аналоговой информации может быть использована относительно узкополосная частотная модуляция.
Серьезной проблемой считается синхронизация как тактовая, так и внутрибодная. Хотя сами широкополосные сигналы обладают хорошей разрешающей способностью по времени, но реализация этих свойств для разрешения многолучевости требует и соответствующей точности синхронизации.
При приеме на согласованные фильтры обычно используют внутриимпульсную линейную частотную модуляцию, например, с помощью дисперсионной ультразвуковой линии задержки. Используя линейную ЧМ с противоположным наклоном, можно передавать бинарные сигналы. На приеме согласованный фильтр предоставляет собой аналогичную передаче линию задержки.
Системы с широкобазными сигналами разрешают многолучевость на основе анализа импульсной реакции канала связи, т. е. используют эквивалентную модель канала, основанную на выборочных значениях его импульсной реакции. Однако можно использовать эквивалентную модель канала, основанную на выборочных значениях передаточной функции канала (в таком случае удобно говорить не о многолучевости, а о селективных затираниях).
Формируя на передаче многочастотный сигнал, составленный из отрезков синусоид, и измеряя на приеме амплитуды и фазы этих частот, а затем, когерентно складывая их, получим оптимальную систему, производящую на приеме адаптацию или измерение и учет реальных характеристик.
Для измерения характеристик тракта распространения могут использоваться либо специальные сигналы, как, например, в системе с испытательным импульсом, либо информационные сигналы. В качестве испытательного импульса удобно использовать импульс с ЛЧМ.
В целом оптимальный приемник оценивает состояние канала и оптимизирует свои характеристики (опорные сигналы). Такую оптимизацию возможно производить не только на приемном конце, но и на передающем, используя обратный канал. На многих линиях связи организовать такой канал несложно. Анализируя принимаемый сигнал, можно, например, просто изменять мощность передатчика в такт с федингом.
Выше уже говорилось, что при обратной связи, периодически исследуя большой диапазон частот и выбирая оптимальную частоту передачи, можно получить значительный выигрыш. Этот выигрыш зависит от полосы, занимаемой информационным сигналом, и от точности разрешения сигнала зондирования по частоте.
Такой метод эквивалентен разнесению по частоте с автовыбором, однако порядок разнесения определяется как интервалом корреляции по частоте, так и точностью разрешения или числом исследуемых частот в измерительном сигнале (следует, правда, отметить, что при автовыборе с увеличением порядка разнесения выигрыш растет медленно, а кроме того, при увеличении полосы информационного сообщения выигрыш от работы на оптимальной частоте быстро падает).
Основная трудность — обеспечить свипирование такой большом полосы частот. На участках СТР с большим запаздыванием лучей tК,
вероятно, окажется достаточным исследовать канал связи в полосе частот 20 Мгц.
При этом возможна одновременная передача измерительного и информационного сигналов, причем для. передачи информации можно использовать аналоговые методы модуляции, например, частотную, а в качестве опорного шумоподобный сигнал с равномерным спектром в полосе 20 Мгц
.
В процессе работы на приемном -конце в результате обработки измерительного сигнала оценивается состояние канала во всем диапазоне п выбирается оптимальная частота, значение которой кодируется и передается по каналу обратной связи. В принципе, разрешающая способность измерительного сигнала может быть сделана очень большой, однако выигрыш такого метода целиком зависит от статистических свойств канала СТР.
В системах с обратным каналом связи можно менять не только частоту передатчика, но и девиацию (в случае ЧМ), число каналов, мощность передатчика или все одновременно. Основная особенность—возможность передачи аналоговой информации, в отличие от предыдущих систем, ‘передающих только дискретную информацию.
Применение дискретизации и квантования аналоговой информации, т. е. переход к дискретной информации, дает возможность согласовать скорость передачи информации с полосой пропускания тракта при использовании обычных узкополосных методов модуляции. Это возможно, например, путем разбиения канала с высокой скоростью на п
параллельных каналов (с разнесением их по (Времени и частоте) со скоростью передачи, в п
раз меньшей.
Возможно использование и многопозиционного кодирования. Перспективно использовать многоканальную систему, где в субканалах используются многопозиционные 1коды. При этом аппаратура обладает большой гибкостью, так как при плохих условиях распространения легко увеличить порядок разнесенного приема за счет уменьшения скорости передачи.
2.3. Повышение частотно-энергетической эффективности тропосферных систем связи
Тропосферные линии связи занимают особое место среди различных видов связи, применяющихся на практике. Эти линии обеспечивают передачу дискретной информации со скоростями до 2 – 8 Мбит/с на интервалах связи 100-500 км в диапазоне частот до 8 ГГц при общей протяженности линий до 1000-2000 км.
Средства связи этого типа превосходят другие в условиях организации связи в труднодоступных и малонаселенных районах, особенно расположенных в высокоширотных областях земного шара, а также при создании линий связи в чрезвычайных условиях, когда другие виды связи не эффективны.
Среди всех видов связи тропосферные линии являются одним из наиболее сложных в техническом отношении устройств. Эта сложность обусловлена характером распространения волн, который характеризуется как своими случайными параметрами, так и большими энергетическими потерями на трассе распространения. Поэтому вопросы, связанные с совершенствованием принципов построения таких систем всегда являются актуальными.
К таким вопросам относятся проблемы увеличения помехоустойчивости системы связи, которая напрямую связана с ее стоимостью. В условиях напряженной энергетики любое снижение требуемой мощности излучения приводит к существенному снижению массо-габаритных характеристик, а значит и стоимости станции.
Традиционным способом повышения помехоустойчивости систем связи по каналам с переменными параметрами является разнесенный прием, который реализуется путем дублирования передаваемой информации по нескольким трактам передачи с независимыми замираниями уровня сигнала.
В последнее время в мировой литературе много внимания уделяется методам кодирования с хорошей частотно-энергетической эффективностью, при которой заданная помехоустойчивость достигается при минимально возможной полосе частот. Построение таких кодов возможно на базе ансамбля сигналов с основанием больше 2, в частности, когда элементами кода являются многофазные сигналы.
Частотно-энергетически эффективные коды получили наименование сигнально-кодовых конструкций (СКК). Большой интерес представляет собой исследование целесообразности использования СКК в каналах с переменными параметрами вместо традиционного разнесенного приема. В системах с разнесенным приемом с ограниченным числом параллельных каналов наиболее подходящими являются блочные СКК.
Приведем результаты исследования частотно-эффективных методов построения систем связи по трактам с переменными параметрами и, в частности, тропосферных систем связи. В число этих результатов входит методика расчета вероятности ошибочного приема информации в каналах с замираниями при использовании блочных многофазных сигнально-кодовых конструкций (СКК), которая позволяет проводить анализ помехоустойчивости при коррелированных и некоррелированных замираниях в символах СКК.
Помехоустойчивость систем с СКК в канале с независимыми релеевскими замираниями
Исследуем помехоустойчивость систем когерентного приема в канале с независимыми релеевскими замираниями различных способов передачи информации, среди которых рассматриваются методы многократной фазовой манипуляции с использованием кода Грея, двоичные коды с фазовой манипуляцией, блочные сигнально-кодовые конструкции.
В качестве параметра частотно-энергетической эффективности возьмем зависимость отношения “сигнал/шум” – h20 =f(g), необходимого для получения заданной вероятности ошибки p, где g=Ts/To=k/n – частотная эффективность, Ts – длительность тактового интервала СКК, To – длительность тактового интервала в информационной последовательности, k-число информационных символов, n – число символов кода, h20 =s2T0/n2ш -отношение “сигнал/шум” в полосе некодированной передачи, s2 -дисперсия сигнала, n2ш -спектральная плотнсть шума.
Рассмотрим СКК, построенные на основе хэммингового расстояния 2-го порядка, которое обозначим через М(n1,k). Здесь k – число информационных символов, n -число элементов в СКК 2-го типа, n1 =2n -число элементов в исходном двоичном коде. Перечень СКК, рассмотренных в данной статье, приведен в табл. 1.
Таблица 1
Наименование исходного кода | Условное обозначение кода | Длина СКК, 1n |
Расширенный код Хэмминга (8,4) | М(8,4) | 4 |
Код Нордстрома-Робинсона (16,8) | М(16,8) | 8 |
Код Голея (24,12) | М(24,12) | 12 |
Код Рида-Малера(32,16) | М(32,16) | 16 |
Для исследования помехоустойчивости четырехфазных сигнально-кодовых конструкций из табл. 1 методом перебора на ПЭВМ были получены спектры эквивалентных кодовых слов и спектры условных вероятностей ошибки приема одного символа df. Эти СКК обладают одинаковой частотной эффективностью g=1 такой же, как и у некодированной однократной фазовой манипуляции (ФМ2).
Зависимости вероятности ошибки от отношения “сигнал/шум”,требуемого для достижения вероятности ошибки p=104, для этих СКК приведены на рис. 1 (номер кривой соответствует порядковому номеру СКК из табл. 1).
Рисунок 2.4.1 – График вероятности ошибок
На этом же рисунке для сравнения нанесены зависимости для ФМ4 с двумя повторениями символов (m=2) и ФМ4 с m=4, которые обладают той же избыточностью. Из рис 1. следует, что без расширения полосы частот можно получить существенный выигрыш в энергетике за счет использования СКК по сравнению с некодированной ФМ2, или по сравнению с системами с фазовой модуляцией большей кратности.
Наилучшей помехоустойчивостью из рассмотренных обладает СКК М(24,12) на основе кода Голея, для которой вероятность ошибки p=104 обеспечивается при отношении “сигнал/шум” h=10,5 дБ. В этом случае выигрыш в помехоустойчивости по сравнению с ФМ4 составит около 10 дБ.
Оценивая полученные данные, можно сделать следующие выводы:
1. традиционные методы передачи информации по каналу с замираниями, в которых используется только разнесенный прием (простое повторение сигналов), не являются частотно-энергетически эффективными методами;
2. высокой эффективностью обладают четырехфазные сигнально-кодовые конструкции, среди которых следует выделить четырехэлементную СКК на основе кода Хэмминга (кривая 1), восьмиэлементную СКК на основе кода Нордстрома-Робинсона (кривая 2) и 12-элементную СКК на основе кода Голея (кривая 3).
Пространственно-частотные сигнально-кодовые конструкции
При построении систем тропосферной связи приходиться учитывать тот факт, что декорреляция символов методом временного перемежения не всегда приемлема. Это связано с тем, что для передачи речевого сообщения существует ограничение на допустимую задержку сообщения, а при перемежении такая задержка принципиально присутствует и существенно зависит от длины кодового слова и числа интервалов в многоинтервальной тропосферной радиолинии.
Учитывая это обстоятельство и тот факт, что основными видами информации в тропосферных системах связи как аналоговых, так и цифровых, являются многоканальные сообщения, включающие в себя и телефонные каналы , при построении тропосферных средств связи нашли применение в основном методы декорреляции сигналов по пространственно-частотным разнесенным трактам передачи.
В реальных системах связи, например, тропосферных, число каналов разнесения обычно ограничено (2,4,8,16). Наряду с простым повторением одного и того же сигнала по параллельным каналам, как это делается при разнесенном приеме, можно преобразовать входную информацию в комбинации сигналов, используя идеи совмещения модуляции и кодирования без расширения суммарной полосы частот и с выигрышем по помехоустойчивости. В случае указанных выше систем этот метод приводит к пространстенно-частотным сигнально-кодовым конструкциям (ПЧСКК).
Был проведен анализ помехоустойчивости различных вариантов сигналообразования в системе связи с ПЧСКК. Отличительной особенностью ПЧСКК по сравнению с рассмотренными СКК, является необходимость обязательного учета повторений элементов СКК, дублированных в ветвях разнесения, а также рассмотрение вариантов, где символы СКК коррелированы.
В табл. 2 приведены параметры помехоустойчивости СКК из табл. 1, т.е. отношение “сигнал/шум”, требуемое для достижения вероятности ошибки p=10-4 при различном числе разнесений m.
Таблица 2
Число разнесений, м | Отношение “сигнал-шум” для СКК, дБ | ||||
М(8,4) | М(16,8) | М(24,12) | М(32,16) | ФМ4,1м | |
1 | 39,6/15,0 | 45,2/12,1 | 52/10,1 | 52/11,6 | 35,6 |
2 | 20,6/10,3 | 22,7/8,4 | 25,3/7,3 | 25,3/7,6 | 19,3 |
3 | 15,1/8,9 | 15,9/7,3 | 17,3/6,4 | 17,3/6,4 | 15,1 |
4 | 12,6/8,25 | 12,8/6,8 | 13,7/6,0 | 13,7/6,0 | 13,1 |
5 | 11,2/7,9 | 11,1/6,55 | 11,6/5,75 | 11,6/5,75 | 12,1 |
8 | 9,2/7,3 | 8,2/- | 8,8/- | 8,8/- | 10,6 |
16 | 7,7/6,9 | 7,0/- | 6,7/- | 6,7/- | 9,5 |
бесконечн. | 6,4/6,4 | 5,5/5,5 | 4,8/4,8 | 4,8/4,8 | 8,4 |
Примечание. В числителе – при коррелированных замираниях в элементах СКК; в знаменателе – при некоррелированных замираниях
Рассмотрим два варианта сигналообразования.
В первом варианте замирания в элементах кодового слова полностью коррелированы, а сигналы разнесения некоррелированы. Блок-схема такой системы связи приведена на рисунке 2.4.2.
Рисунок 2.4.2 – Блок-схема системы связи
Во втором варианте сигналообразования замирания в элементах кодового слова некоррелированы и сигналы разнесения некоррелированы. Блок-схема такой системы связи приведена на рисунке 2.4.3.
Рисунок 2.4.3 – Блок схема системы связи
Для сравительного рассмотрения взяты: двухантенная система связи (Q=2 антенн на передающей стороне, q=2 антенн на приемной стороне) и четырехантенная система связи (Q=4 антенн на передающей стороне, q=4 антенн на приемной стороне).
Сравнительные характеристики вариантов приведены в табл. 3 (двухантенная система) и 4 (четырехантенная система).
Таблица 3
Параметры | Значения параметров для | ||
ФМ4ч | ФМ4 | СКК-М(8,4) | |
k | 2 | 2 | 4/4/4 |
n | 1 | 1 | 4/4/4 |
m | 4 | 16 | 4/2/4 |
y | 1 | 0,25 | 0,5/1/0,25 |
h 20 | 7,1 | 3,5 | 6,6/4,3/2,25 |
Примечание. Значения для М(8,4) приведены соответственно для ПЧСКК1 (корр.)/ПЧСКК2 (некорр.)/ПЧСКК3 (некорр.)
Таблица 4
Параметры | Значения параметров для | |||
ФМ4 16 | М(8,4) | М(16,8) | М(24,12) | |
k | 2 | 4/4 | 8/8 | 12/12 |
n | 1 | 4/4 | 8/8 | 12/12 |
m | 16 | 16/16 | 16/8 | 16/4 |
y | 0.5 | 0.25/0.25 | 0.25/0.5 | 0.25/1 |
h 20 | -2.5 | -4.3/-5.1 | -5/-5.5 | -5.3/-6.0 |
Примечание. М(8,4): в числителе – ПЧСКК4 (корр.),в знаменателе для ПЧСКК5 (некорр.); М(16,8) – ПЧСКК6 (корр.)/ПЧСКК7 (некорр.); М(24,12)-ПЧСКК8 (корр.)/ПЧСКК9 (некорр.)
В табл. 3 собраны данные для следующих вариантов построения двухантенной системы:
ФМ44 – четырехфазная манипуляция (одна антенна излучает символ информации на частоте f1, а вторая антенна дублирует его на частоте f2). При этом обеспечивается четырехкратный разнесенный прием;
ФМ416 – четырехфазная манипуляция (одна антенна повторяет один символ информации на четырех не перекрывающихся по времени частотах, а вторая антенна повторяет его на тех же частотах следующих друг за другом так, чтобы можно было различать повторяющиеся элементы на приемной стороне. При этом обеспечивается шестнадцатикратный разнесенный прием;
М(8,4) кор.(ПЧСКК1) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.2.
М(8,4) некор. (ПЧСКК2) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.3. Здесь первые два элемента СКК на передаче излучаются первой антенной на отдельных частотах без их временного перекрытия, а другие два элемента СКК – другой антенной на тех же частотах, следующих в другой последовательности для того, чтобы уметь различать все элементы на приеме;
М(8,4) некор. (ПЧСКК3) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.3. Здесь каждый элемент СКК на передаче излучается одной антенной на отдельной частоте без их временного перекрытия и дублируется второй антенной на тех же частотах, следующих в другой последовательности для того, чтобы уметь различать все элементы на приеме.
В табл. 4 приведены данные для следующих вариантов построения двухантенной системы.
ФМ4- четырехфазная манипуляция (одна антенна излучает символ информации на частоте f1, вторая антенна дублирует его на частоте f2, третья антенна дублируется на частоте f3, а четвертая антенна – на частоте f4). При этом обеспечивается шестнадцатикратный разнесенный прием;
М(8,4) кор.(ПЧСКК4)-сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.2;
М(8,4) некор. (ПЧСКК5) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.3. Здесь каждый элемент СКК на передаче излучается одной антенной на отдельной частоте без их временного перекрытия и дублируется второй, третьей и четвертой антенной на тех же частотах, следующих в другой последовательности для того, чтобы различать все элементы на прием;
М(16,8) кор. (ПЧСКК6) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга образованная в системе по рисунку 2.4.2;
М(16,8) некор.(ПЧСКК7) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга образованная в системе по рисунку 2.4.3. Здесь первые четыре элемента СКК на передаче излучаются первой антенной на отдельной частоте без их временного перекрытия и дублируются второй антенной на тех же частотах, а последние четыре элемента излучаются третьей антенной на тех же частотах и дублируются четвертой антенной.
М(24,12) кор.(ПЧСКК8) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.2;
М(24,12) некор.(ПЧСКК9) – сигнально-кодовая конструкция на основе расширенного кода Хэмминга, образованная в системе по рисунку 2.4.3. Здесь каждый элемент СКК на передаче излучается одной антенной на отдельной частоте без их временного перекрытия и дублируется второй, третьей и четвертой антенной на тех же частотах, следующих в другой последовательности для того, чтобы различать все элементы на прием.
В табл. 3 и 4 для каждого варианта приведены сравниваемые параметры: число информационных символов – k, число символов СКК – n, число пространственно-частотных разнесений – m, коэффициент частотной эффективности – g=k/nW, число частотных подканалов – W, на которых продублированы символы СКК, среднее отношение “сигнал/шум” h2 в полосе частот передаваемой информации на входе одной ветви разнесения, необходимое для достижения вероятности ошибки p=10-4 одного символа информации.
На основе анализа данных из табл. 3 и 4 можно сделать следующие выводы. В системе, где используются две антенны без расширения полосы частот, применение четырехэлементных СКК при независимых замираниях в элементах (ПЧСКК2) позволяет получить выигрыш в отношении “сигнал/шум” по сравнению со счетверенным разнесенным приемом ФМ44 в 2,8 дБ.
При увеличении полосы частот в 4 раза путем четырехкратного повторения сигнального символа кратность разнесения может быть увеличена до 16 (обозначим четырехфазную систему манипуляции с 16-кратным приемом ФМ416). За счет этого выигрыш в отношении “сигнал/шум” увеличится на 3,6 дБ, в то время как при использовании ПЧСКК3, построеноой на основе СКК М(8,4) этот выигрыш составит 4,85 дБ.
При коррелированных символах ПЧСКК 1 дает незначительное уменьшение требуемого отношения “сигнал/шум” до 0,5 дБ. В системе, где используются четыре антенны без расширения полосы частот, применение четырехэлементных СКК при независимых замираниях в элементах (ПЧСКК 5) позволяют получить выигрыш в отношении “сигнал/шум” по сравнению с шестнадцатикратным разнесенным приемом ФМ416 в 2,6 дБ. При коррелированных символах ПЧСКК4 дает уменьшение требуемого отношения “сигнал/шум” до 1,8 дБ.
При использовании ПЧСКК больших размерностей разница в помехоустойчивости между вариантами с коррелированными и некоррелированными замираниями элементов сигнала становиться незначительной (не более 1 дБ). По сравнению с 16-кратным приемом ФМ416 этот выигрыш для разных вариантов колеблется в пределах от 2,5 до 3,5 дБ.
Таким образом, на основании проведенных исследований можно сделать общий вывод, что применение ПЧСКК в системах с разнесенным приемом и, в частности, в тропосферных системах связи, позволит получить дополнительные выигрыши в помехоустойчивости без существенного увеличения полосы частот.
заключение
Проблема электромагнитной совместимости (ЭМС).
РРЛ, ТРЛ и спутниковые линии связи работают в общем диапазоне частот. При этом между ними могут возникать взаимные помехи. С целью уменьшения взаимных помех радиопередатчики формируют радиосигнал с минимальной полосой частот, достаточной для передачи информации с заданной скоростью и качеством, которая называется необходимая ширина полосы частот
(НШЧ), а радиосигнал с такой полосой частот — основное излучение радиопередатчика.
Любое излучение радиопередатчика за пределами НШЧ называют нежелательным радиоизлучением.
При работе нескольких линий радиосвязи в общих полосах частот, прием полезного сигнала каждой радиостанцией возможен при распределении диапазона частот между передающими радиостанциями по определенному плану; ограничении мощности передатчиков; координации взаимной ориентации антенн и расположения станций на местности. При выполнении этих условий обеспечивается ЭМС между РРС.
СПИСОК ИСПОЛЬЗУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. В.В. Серов «Оценка частотно-энергетической эффективности двоичных кодов и сигнально-кодовых конструкций при идеальном когерентном приеме в каналах с релеевскими замираниями», «Радиотехника и электроника», 1992, N 8.
- В.В. Серов «Помехоустойчивость пространственно-частотных кодовых конструкций в каналах с релеевскими замираниями», «Радиотехника», N9, 1995.
- А.И. Раков «Надежность РРС связи», «Связь», М., 1971.
- М.М. Маковеева «РРЛ связи» М., 1988-312с., «Радио и связь».
- В.В. Марков «Малоканальные РРЛ связи», «Сов. Радио», М., 1963.
- И.А. Гусятинский и др. «Дальнее тропосферное рассеивание», «Связь», М., 1968.
